摘要：分析了一種新型三端口雙向DC／DC變換器的工作原理，列寫了各工作模態下的狀態方程，并在此基礎上建立了小信號模型，推導出解耦控制系統的傳遞函數，用頻域法設計了該變換器的閉環控制參數。對所設計控制器的控制性能進行了實驗驗證。實驗結果表明，控制器設計合理，系統能實現輸出電壓和光伏輸入端電壓的解耦控制，從而實現各端口的能量流控制。
　　
　　關鍵詞：變換器；小信號模型；控制系統
　　
　　1、引言
　　
　　在可再生能源發電系統和混合動力汽車中，通常包含多種能源輸入形式，利用多端口變換器將多種能源與負載地耦合在一起，實現系統內部功率和能量的優化控制，具有重要意義。與常規的多級結構相比，多端口變換結構具有電路拓撲簡單，成本較低，功率密度高，效率較高等優點，對于實現系統的集中控制和能量管理有重大作用。
　　
　　文獻提出了一種新型三端口變換器拓撲。該拓撲可在光伏輸入端實現zui大功率點跟蹤，在電池端實現充放電控制。由于光伏組件模塊輸出電壓較低，此處結合光伏發電應用，在文獻基礎上對該拓撲進行改進，次級改用半橋倍壓的形式提高變換器增益，從而降低了變壓器變比。此外，該拓撲結合輸出濾波器可抑制紋波電流。此處對改進后的拓撲進行小信號建模，推導解耦控制系統的傳遞函數，設計了相應的控制器。zui后基于實際系統進行了實驗，驗證了控制器的設計。
　　
　　2、變換器的建模與控制系統設計
　　
　　2．1變換器模型建立
　　
　　圖1示出改進后的三端口DC／DC變換器，變壓器初級采用3個開關管控制功率流向，次級采用半橋倍壓的形式提高變換器增益。通過雙向端口的電流流向控制功率的流向來實現能量流動管理?？刂乒夥穗妷篣in使其工作在zui大功率點處，負載較小時，電池端充電，儲存多余的能量；負載較大時，電池端放電，為變換器提供功率平衡，并實現輸出端電壓的穩定。　　
　　各開關周期中，該三端口變換器拓撲有3個工作模態，其基本開關波形如圖2所示。以光伏端電容C2，變壓器勵磁電感Lm，輸出電感Lo和輸出電容Co為狀態變量，推導變換器各電路階段的狀態方程。在*階段，V2導通，變壓器初級通以正電壓，Lo充電，電流流過Lo。電池端濾波電容的電流等于電池電流、變壓器勵磁電感電流iLm及次級電流折算值之和。該階段狀態方程為：　　
　　在第二階段，V1導通，變壓器初級電壓為負，Lo仍在充電，電流流過Lo。變壓器初級電壓等于輸入電壓減電池電壓，Lo的充電速度也隨之變化。第二階段的狀態方程為：　　
　　在第三階段，V3導通，變壓器初級電壓為零，由于中間支路（V3和VD3通道）的箝位，Lo放電。第三階段的狀態方程為：　　
　　此處認為狀態變量由一個擾動量疊加在直流分量X上，將3個狀態方程組乘以相應占空比，運用均值法，忽略二階分量后得到小信號方程，系統可用狀態空間矩陣形式表示。將小信號方程轉換到頻域后，系統可用狀態空間矩陣形式表示：　　
　　2．2控制系統設計
　　
　　設計輸出電壓控制器Hovr和光伏輸入電壓控制器Hivr過程如下。通過調節占空比d1，d2控制Uo，Uin，因兩個控制量與輸出量之間相互耦合，給控制器設計帶來困難，利用圖3所示解耦網絡對兩個控制變量進行解耦，從而可得出對象的開環傳遞函數Uo（s）／d1（s）和Uin（s）／d2（s），繼而設計相應的閉環回路ovr和ivr。　　
　　由上述狀態方程及G（s）=（sI-A）-1B得到傳遞函數及不同占空比下的輸出電壓和光伏輸入電壓。其中，矩陣的行值代表各狀態變量，列值代表輸入控制量，如G（s）（4，1）代表第4個狀態變量Uo和*個控制變量d1之比。Hovr和Hivr可由式（6）設計。　　
　　解耦分別得到兩個傳遞函數后，利用波特圖設計閉環控制器。圖4示出Uo（s）／d1（s）的開環波特圖?？梢?，此系統穩定，但相位裕度較小，且對高頻信號的抑制不夠。積分環節對高頻響應有抑制作用，采用PI控制器抑制高頻信號，同時增大低頻增益，以獲得較小的穩態誤差；當然，為保證響應速度，穿越頻率不能太小，同時應保留足夠的相角裕度。綜上考慮，Hovr=（0．005s+5）／s。補償后Uo（s）／d1（s）穿越頻率為556Hz，相位裕度77．2°。同理可設計出Hivr。　　
　　3、實驗結果
　　
　　采用恒壓源串電阻的形式簡單地模擬光伏組件特性：Uin=40V，串聯調節電阻2Ω；電池端選用恒壓源Ub=24．5V。變壓器變比為1：5，勵磁電感Lm=1mH，額定功率80W，開關頻率100kHz。濾波參數：光伏輸入端濾波器電容C2=47μF，電池端濾波電容C1=47μF，輸出電感Lo=5μH，輸出電容Co=10μF，控制芯片采用單片機XE162FN。
　　
　　為驗證以上控制系統設計。在0．1s和0．2s時分別改變輸出電壓和光伏端輸入電壓指令，閉環條件下負載變化時各端口電壓電流特性如圖5和圖6所示。　　
　　圖5中．在0．1s時輸出電壓指令從80V階躍至60V，輸出電壓經過0．02s的波動后，基本調節到新的給定值，輸出電流從0．8A降至0．6A，輸出功率從64W降至36W；電池端電壓經過一定波動后達到新的穩態值（由20V變為22V），同時電池電流從2．降至1．2A，電池端功率也從50W降至24．4W；而光伏輸入端電壓電流始終保持不變（Uin=38V，Iin=1A）。即輸出功率變化時，光伏輸入端功率不變，電池端電壓電流變化以提供功率平衡。
　　
　　在0．2s時光伏輸入端電壓指令從36V階躍至38V。由圖6可知，輸出電壓電流經過微小的波動后保持60V和0．6A不變；光伏輸入端電壓很快調節到新的給定值38V，同時光伏端電流從2A降至0．8A，光伏輸入端功率由72W降至30．4W；電池端電壓經過一定的波動后達到新的穩態值（由24V變為22V），同時電池電流從0．4A升至1．9A，電池端功率從9．6W升至41．8W；即光伏端輸入功率變化時，輸出端功率不變，電池端電壓電流變化以提供功率平衡。
　　
　　由實驗結果可見，閉環條件下，輸出電壓指令變化時，光伏輸入端電壓能夠保持恒定；反之亦然。即輸出電壓和光伏輸入端電壓能夠實現解耦控制，輸入或輸出功率變化時，電池端的電壓電流也發生變化，以提供功率平衡。該控制方法能有效管理各端口之間的能量流，實現輸入與輸出電壓的解耦控制。
　　
　　4、結論
　　
　　對一種小功率三端口雙向DC／DC變換器進行了建模分析和控制器設計。次級采用半橋倍壓的形式提高變換器增益，降低變壓器的變比、減小漏感，提高系統效率。此外，該拓撲結合輸出濾波器可抑制紋波電流，改善輸出電流波形。由于拓撲次級采用半波整流方式，所需電容略有增加。此處在分析該變換器工作原理的基礎上，建立了該電路的小信號模型，進而推導了傳遞函數，設計了控制器。實驗結果表明，系統能夠實現輸出電壓與光伏輸入端電壓的解耦控制，能夠靈活調控各端口的功率，從而實現各端口的能量流控制。