摘要：基于DSP的閉環控制逆變，采用TMS320F2812作為控制器。文章通過對DSP編程產生的PWM和SPWM，以光耦隔離分別來驅動高頻逆變橋和工頻變換器，同時分析了逆變橋中開關損耗，通過改進算法，提高了轉換效率。
　　
　　引言
　　
　　隨著能源的過度開發，能源危機已迫在眉睫，太陽能發電將成為生產、生活等領域的主要能源之一。作為太陽能利用主要方式之一的光伏發電已開始受到人們的廣泛關注。一些發達國家在光伏發電方面已經走在前列，其裝機容量已達百萬兆瓦級。我國作為一個人口和能源需求大國，在太陽能利用方面，與發達國家相比還存有相當大的差距。基于此，本文研究了作為光伏發電核心器件的逆變器的基本結構和控制原理。
　　
　　1、閉環逆變器的總體設計
　　
　　1．1技術指標
　　
　　輸出功率為500W，輸出波形為交流正弦波，輸出電壓為220V，正負偏差≤5％；頻率為50Hz，正負偏差不得>0．2Hz。
　　
　　1．2系統原理圖

　　
　　本逆變器的特點：1）輸入級沒有DC／DC升壓結構，從而提高轉換效率和安全性。2）控制方式高度數字化，從而zui大限度地利用DSP的高速處理能力和它的集成外設，縮小逆變器的物理尺寸，降低了成本。3）控制驅動電路都通過二極管續流。采用零電壓導通和零電流截止的移相控制方式。4）二次側采用中心抽頭的輸出方式，極大提高了高頻變壓器的利用效率。
　　
　　2、逆變器的主電路設計與分析
　　
　　逆變器的主電路中，由高頻驅動電路驅動高頻逆變橋，工頻驅動電路驅動工頻變換器，其間通過高頻變壓器直接升壓，然后通過LC交流濾波器得到標準的正弦波。
　　
　　為了保證輸出電壓的穩定以及防止過載，本系統設計了過壓、過流等電路，通過上述保護模塊實現對主電路的保護，同時為防止磁飽和發生，在脈沖變壓器一次繞組中串入了電容器C0。
　　
　　（1）t=t0時，K1、K4導通，直流電壓Ui加在高頻變壓器T一次繞組N1上，二次繞組N21產生感應電壓，帶同名端標志“．”為正，其電壓幅值為，設輸入電流為ii，在一次繞組N1電流線性增加時，二次繞組N21和濾波電感L1中電流i2也線性增長，其電感L1電流的增長量為：　　
　　（2）t=TON時，K1、K2、K3、K4均截止，此時電感L1電流i2zui大，在TON～Ts／2時間內，此為對DSP編程所設置的死區時間。高頻脈沖變壓器一次繞組電流ii不能突變，則通過D2、D3續流，存儲在一次繞組中的能量回饋到電源。同時，二次繞組N21和濾波電感L1電流i2也不能突變，根據欏次定理，二次繞組N21的感應電壓維持原極性不變，濾波電感L1電壓極性反向，工頻變換器的Tg=0．02s，K1、K2為超前臂，K3、K4為滯后臂。通過控制超前臂K1、K2和滯后臂的K3、K4導通次序，滯后臂滯后一個θ導通，也就是移相角，感性負載RL電流通過D9續流。負半周類似。
　　
　　（3）根據（1）、（2），逆變橋和工頻變換器的開關頻率fb和fg分別等于fb=1／Tb，fg=1／Tg=50Hz。由于逆變橋和工頻變換器的開關頻率的不同，比例系數為K=fb／fg，其主要的損耗發生在換流過程中，根據式（2）：　　
　　式中：VDS為漏源端電壓，ic為電流，τ（t）為占空比，λ為開通時間，損耗與開關管兩端電壓及關斷時的電流以及占空比（也即開關頻率）有關，則逆變橋的開通損耗為：　　
　　通過DSP編程實測K1、K2互補移相控制的波型如下：　　
　　圖2為K1、K2的驅動波形在某兩個瞬時的相位差，從而可以看出移相控制就是二個橋臂相差的一個相位差，每個橋臂上、下管互補導通，同時通過改變占空比起到控制輸出電壓的結果。為了確保零電壓導通，必須確保VDS=0，通過實測波型如下：
　　
　　圖3示出了K1在零電壓導通的過程，通道1為GS間驅動電壓，通道2為DS間電壓，從圖中可以看出，當K1開通時，DS間電壓的電壓為零。即達到對K1實施軟開關特性，所以此時VDS=0，即有Pon=0。此時開通損耗為零。其它幾個開關管的情況類似。　　
　　3、逆變器閉環控制回路設計與分析
　　
　　通過對DSP二個全比較單元編程所產生的4路移相SPWM驅動信號，分別驅動每個橋臂的下下二個互補IGBT開關管，其具體方法如圖4所示。　　
　　具體編程方法是：把定時器控制TxCON的11～12位設為01，即選擇連續增減計數模式，開關頻率為20kHz。則有當GP1由0增至A點時，計數值與FCMP1的比較值發生匹配，于是FCMP1輸出電平發生跳變（K4的驅動由0變1，K3由1變0）。當GP1由A點增至B點時，計數值與FCMP2的比較值發生匹配，則FCMP2輸出電平發生跳變（K2的驅動由0變1，K1由1變0）。當GP1計數值遞增至其設定值后，開始減計數，遞減至C、D點時，過程類似，FCMP1和FCMP2輸出電平分別發生跳變。同時，為了實現閉環控制的目的，在GP1的下溢中斷和匹配中斷程序中，通過掃描預先存入RAM的SPWM數據表得到。全比較單元的比較值在半個開周期期內更新一個新的SPWM數據，驅動信號的死區時間由寄存器設定。某時刻的死區控制波犁如圖6所示。　　
　　SPWM邏輯驅動信號采用查表法產生。SPWM數據表采用直接法計算，預先存放于DSP的FLASH，初始化程序時將SPWM數據表調入高速RAM。S-PWM的調制比M取0．5～0．98，根據開關頻率20kHz，制成32個SPWM數據表，每個表存放200個數據，采用對稱規則等面積法，所以只計算1／4周期即200個小區間的等效脈沖寬度即可。通過雙向掃描數據表可獲得完整的正弦波。
　　
　　數據表計算公式如下：　　
　　其中tk為第k個方波脈沖的寬度，M2為調制比，ω為工頻角頻率，Tk為第K時刻的時間值（K=0～199）。
　　
　　根據DSP的工作時鐘20MHz，則算得定時器的周期寄存器的值為500。根據以下定標公式計算數據表的值直接存入FLASH：　　
　　Datak就是在[Tk，Tk+1]區間驅動信號的相對觸發時刻值。
　　
　　高頻逆變驅動電路采取移相控制方式。K1、K2組成超前臂，K3、K4組成滯后臂，分別超前Tm。開關管導通的時間分別為TK1、TK2、TK3、TK4。
　　
　　工頻變換器電路也采取移相控制方式。Q5、Q6組成超前臂，Q7、Q8組成滯后臂，分別超前Tn。開關管導通的時間分別為TK5、TK6、TK7、TK8。
　　
　　由于tk經PID調節器反饋控制的參數，所以引起TK（K=1，2，3，4，5，5，6，7，8）也隨之變化，實現實時閉環控制。
　　
　　采樣電壓和電流通過接口電路，經轉換，輸入DSP的A／D，并用DSP實現數字PID調節器，使逆變器根據負載的變化，實時根據誤差信號計算出相應的控制量△k，經對DSP編程，根據△k的大小，查找對應不同的調制比的SPWM數據表，從而達到閉環控制的目的。把給定的電壓與，電流大小與反饋的電壓和電流大小比較，調節輸出SPWM脈沖寬度從而控制驅動電路，注意：一定要使能DSP內EV擴展控制寄存器中的REVSOCE位，采用周期中斷啟動ADC，系統進入閉環控制。
　　
　　數字PID調節器算法如下：
　　
　　ek為第K步誤差值，uk為第K步控制量，u0為初始控制量，Ik為積分項，三個系數kp、kl、kD由參數整定得到。　　
　　同時通過傳感器檢測過熱、過流等信號，經信號調理電路變成相應的方波信號，被DSP的事件管理器捕獲單元捕獲，檢測到的PDPINTx電平的變化產生INT1中斷，在200ns內終止所有的驅動信號。其具體控制過程如圖7所示。　　
　　4、實驗結果
　　
　　通過不斷的實驗，zui終得到了滿意的結果，圖8示出了實驗輸出波形的結果，通過周波變換反相和濾波電路后得到相應的正弦波形。輸出電223V與標準電壓220V相比，其偏差為+1．3％<5％；1輸出波形頻率為50．08Hz，其偏差為<0．2Hz，達到標準頻率要求。經濾波后THD為1．8％。　　
　　5、總結
　　
　　通過利用TMS320F2812的事件管理器來實施單相逆變器的閉環控制，動態性能極大提高，同時DSP算法參數的整定關系到整個系統的正常工作，是有效實現過壓、過流等保護的前提條件。還有，選擇好傳感器是實現過壓、過流保護的關健。