降壓轉換器工作

　　圖1所示為300mA、12V輸出電壓（功率3.6W）的傳統離線降壓轉換器。該轉換器采用了安森美半導體的集成MOSFET的NCP1014單片電流模式控制器，使電路zui簡潔；當然，也可以采用分立控制器NCP1216和一個獨立的MOSFET來配置。穩壓和反饋由齊納二極管Z1、相關電阻R2和R3及光耦合器U2所構成的簡單網絡來達成。需要光耦合器是因為NCP1014控制器的接地位于開關節點，而光反饋是克服相關的dV/dt和其他類型分立反饋和/或電壓偏置電路相關高壓問題的zui簡單、方法。這個電路圖還包括一個簡單的傳導型電磁干擾（EMI）濾波器，含C1、C2、L1和C3構成的π網絡。

圖1離線降壓轉換器帶傳統電感

　　如同典型的降壓工作，大電容C3兩端的離線電壓為U1的內部MOSFET漏極（引腳3）提供直流電平，MOSFET的源極（引腳4）會控制直流電平的開和關，并提供給由電感L2和電容C4組成的濾波器。這個由電感L2和電容C4組成的L/C輸出濾波器通過由Z1/U2組成的電壓感測/反饋電路和U1中的脈寬調制（PWM），將開關矩陣波形均化為C4所需的直流輸出電壓。當U1中的MOSFET處于關斷狀態時，續流二極管D5為L2續流。

　　降壓轉換器的直流輸出電壓由Vout=D×Vin所確定。其中，D是L2輸入提供的矩形波的占空比（MOSFET導通時間除以總開關周期T）；Vin是提供給降壓開關電路的直流電壓。對于120Vac額定輸入和12Vac輸出而言，我們能夠輕松地計算出內部MOSFET開關的所需占空比D。

D=Vout/（Vinac×1.4）=12/（120×1.4）=0.07

　　對100kHz的開關頻率（T=10μs）而言，這個占空比非常小，相當于0.07×10μS=0.7μS的導通時間。這樣短的導通時間實際上不比控制器的內部傳播延遲長多少，并沒給因負載改變的脈寬動態范圍多少余量，且當負載電壓降至使L2電流不連續時，自然會導致子開關（sub-switching）進入頻率脈沖跳周期工作模式。這個模式工作也許可行，只要電源的輸出紋波不是太高和/或電感中沒有可聽噪聲。

　　在低占空比模式下，還需要提高主輸出扼流圈L2的電感，以避免在zui低額定輸出負載時出現非連續導電模式（DCM） 。電感設計也與MOSFET的峰值-平均電流比有關。流經內部MOSFET U1的峰值電流是輸出負載電流和L2的磁化電流之和。在額定線路條件（C3上165Vdc）下，開關周期末期的峰值磁化電流由E=L×dI/dt這個關系等式所確定。整理這個等式可得到：dI=（E×dt）/L。本例中的磁化電流就為：

dI=[（Vindc-Vout）×dt]/L=[（165-12）×0.7]/750μH=0.143A

　　峰值MOSFET電流將是：300mA（zui大負載電流）+143mA=443mA

　　假定沒有容限變化，NCP1014的額定規定過流脫扣（overcurrent trip）電平是450mA。因此，這里的問題就是我們怎樣才能避免上述低占空比問題，并能使用相同的半導體器件，做zui少的電路變更而從這個降壓轉換器獲得盡可能大的輸出電流。

解決方案

圖2  離線降壓穩壓器采用抽頭式電感和電流升流輸出

　　只要做出修改，便能解決與低占空比相關的問題。從圖2所示的抽頭式電感降壓轉換器電路圖可見，它還能提供更大的輸出電流。從輸出端將電感抽頭在25%并在這個節點連接續流二極管，我們可將MOSFET新的占空比提高至接近D’=0.24或2.4μs，而輸出電流可增加大約3倍至近1A。擴展后的占空比D’和峰值電流升流效應Iboost之間的關系如下。

D’=（N+1）/[N+（Vindc/Vout）]

　　其中，N是抽頭任意端兩個繞組的匝數比。在本例中，左端或抽頭輸入端的繞組擁有3倍于輸出或抽頭續流端繞組的匝數。峰值電流升流能力由下面的公式確定。

Iboost=（N+1）/[（N×Vout/Vindc）+1]

　　直流電壓輸出至輸出轉換等式這時候變為：

Vout=Vindc/{[（N+1）/D]-N}

這種解決方案的可行性

　　電感中的電流必須連續的這種說法是不正確的。事實上，電感的電流I與匝數N的乘積卻是必須連續的，也就是說，NI的值在整個開關周期T內都必須保持恒定。在抽頭式電感中，MOSFET導通時的N為全部的電感匝數。但是，當MOSFET關斷時，繞組輸出端的電流必須迅速增加至峰值電平，即導通電流的4倍，因為輸出或續流二極管的匝數只是整個繞組匝數的1/4。這個轉變的典型電流波形如圖3所示。圖中，MOSFET導通A段為電壓在整個電感上的磁化斜坡。當開關關斷時，B段中出現電流中斷，電流在此處躍升至由峰值電流。電流上升-下降斜線C由輸出電壓和MOSFET關斷時續流二極管上的壓降所確定，并可由這個關系等式表示：dI=（E×dt）/L。需要注意的是，L是全通態繞組電感的1/16，因為電感與N的平方成正比。由于電感會調整經過它的電流波形，續流繞組在關閉時間的波形區域大于導通時間電流波形的區域，因此平均輸出電流會更高。

圖3 抽頭式電感的電流波形

局限及實際考慮

　　當輸入至輸出電壓差減少時，升流的好處將會消失。再從另一角度看電流升流關系，由Iboost=（N+1）/[（N×Vout/Vindc）]+1可知，當輸出電壓Vout接近輸入電壓Vin時，分母變成N+1，整個算式的值減小。在輸入電壓*時，這個算式的值接近N+1，因而在某個合適的點對電感進行抽頭，就能夠有效地將輸出電流升流。這個關系等式說明了峰值電流升流效應，但由于電感的集成效應，實際輸出電流增加會是電流波形的加權平均。

　　由于繞組兩段之間泄漏電感的負面影響，抽頭在電感的位置及如何獲得抽頭節點也很重要。抽頭應使用多線并繞組（multifilar winding）技術，這種技術能實現對稱及交錯的繞組，降低泄漏電感。對于圖2中的電感L2來說，線圈應當采用平面繞組（flat winding）制造（沒有絞合），四個繞組同時繞（四線并繞組，“四條線并列”），然后以串行輔助方式連接四個繞組（一個繞組的“結束”順接下一個繞組的“開始”）。第三段至第四段的連接成為續流二極管的抽頭。這種繞組技術確保所有繞組具有對稱的磁通量“沉浸”，而泄漏電感極小。對于較低輸入電壓而言，繞組配置可以采用雙線繞組來實現，這時（電感）僅有兩個繞組，抽頭位于中間點，而兩個繞組在這個中間點以串聯相加形式連接。在這種情況下，上述關系等式中的N變為1，因為繞組擁有相等的匝數。一個好方法是選擇一種將擴展的占空比D’置于0.2和0.5之間某處的配置。如果使用傳統降壓轉換器，D大于0.25，那么抽頭式電感方法將可能沒有好處。實踐顯示，對電感進行抽頭使得N等于1、2或3（取決于輸入至輸出電壓比）時常將會有滿意的結果。

　　抽頭式電感的另一個后果是U1中開關MOSFET的源極上額外的負電壓偏移，因為這時續流二極管無法直接將這個電壓鉗位至低于輸出共軌的二極管壓降。MOSFET上的額外負電壓將是降壓輸出電壓加上二極管壓降，再乘以續流繞組的全部電感繞組的匝數比所得。采用上述多線線圈繞組技術，這個尖峰應當可以zui小化；但視乎MOSFET的額定電壓，在開關節點至輸出共軌間可增加一個小型電阻/電容（R/C）緩沖器（R4及C8），能夠消除尖峰。假定通用主電源在高壓（270Vac）輸入，MOSFET上的峰值電壓將是在500V左右，在NCP1014的700V額定值以下。

　　另外一個受抽頭式電感影響的問題是輸出電容C4的額定紋波電流。MOSFET關閉時，電感電流中突兀的電流步幅將被電容感測到，而這個電流步幅的均方根（RMS）值將接近峰-峰值電流步幅的一半，顯著高于常規降壓輸出電容通常所經受的“良性”三角電流。視乎電容等效串聯電阻（ESR），可能需要使用多個并行輸出電容，不僅是要處理增加的紋波電流，還要控制在電容ESR的峰-峰值電壓紋波。對于要求極低輸出紋波的應用而言，可能需要使用兩段式“π”網絡輸出濾波器，以及增加一個4.7μH小片電感及另一個跟隨它的輸出電容。